|
|
Разработка пьезоэлектронного преобразователя системы жизнеобеспечения (медицинский ингалятор)СОДЕРЖАНИЕ ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ 3 ВВЕДЕНИЕ 4 1. АНАЛИЗ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ 5 2. ОБОСНОВАНИЕ ВАРИАНТА СТРУКТУРЫ 6 3. РАЗРАБОТКА ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ 9 4. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ РАСЧЁТЫ 13 5. КОНСТРУКТИВНОЕ ОФОРМЛЕНИЕ 30 ЗАКЛЮЧЕНИЕ 37 ЛИТЕРАТУРА 38 ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ Разработать пьезоэлектронный преобразователь системы жизнеобеспечения (медицинский ингалятор) в виде автономного электронного прибора. Прибор должен быть снабжен таймером с цифровой индикацией устанавливаемого и отсчитываемого времени, предназначенный для выключения прибора через заданный промежуток времени. В качестве источника опорных частот использовать высокостабильные L-C генераторы без кварцевой стабилизации. Предусмотреть трехступенчатую регулировку мощности аэрозольного распыления. Исходные данные: Кварцевый преобразователь-распылитель, частота резонанса fрез = 3 МГц ?0,1%, добротность Q = 250?10%. Объёмная плотность препаратов от 0,9?1,3 г/см3. Встроенные процедурные часы с цифровой индикацией. Предел установки 5?20 минут. Сигнализация окончания процедуры: акустическая и световая. Питание: напряжение 220В?10%, частота 50Гц. Потребляемая мощность не более 20Вт. Средняя наработка на отказ не менее 3000 часов. Масса не более 2,8 кг. Габаритные размеры 380?130?220 мм. ВВЕДЕНИЕ Электронные приборы в современный момент обрели широчайший спектр применения практически во всех отраслях хозяйственной деятельности. Кратко перечислить все области применения достижений электронной промышленности не представляется возможным в пределах введения к курсовому проекту. Электроника прочно вошла в наш быт. Медицина и смежные с ней сферы тоже тесно связаны с эксплуатацией электронных устройств. Для учреждений здравоохранения разработаны тысячи приборов - средств электронной и микропроцессорной техники - призванных помогать врачу в восстановлении и обеспечении нашего здоровья. Без таких приборов сейчас уже не обходиться ни тренажёрный зал лечебной физкультуры, ни современная палата или операционная. В данной курсовой работе поставлена скромная цель - разработать ультразвуковой аэрозольный аппарат для лечения и профилактики дыхательных путей и лёгких аэрозолями водорастворимых и лекарственных препаратов. Область применения аппарата - физиотерапевтические кабинеты клиник, поликлиник, санаториев, а также амбулатории. В качестве элементной базы выбраны отечественные радиоэлементы, что должно обеспечить более низкую стоимость прибора и упростить его ремонт. Основной концепцией поставлена минимальная сложность прибора при максимуме сервисных функций и надёжности в соответствии с условиями технического задания. 1. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ Для обеспечения заданных основных и сервисных функций прибора требует привлечения ряда цифровых и аналоговых электронных элементов. Обусловленные техническим заданием возможности прибора целесообразно реализовать с применением интегральных микросхем. Это обеспечит минимум точек пайки (как следствие увеличение надёжности), повысит технологичность ремонта и резко снизит количество элементов электронной части прибора. В качестве отечественных аналогов можно отметить ультразвуковой аэрозольный аппарат ТУМАН - 1.1, с распылительной камерой КРУЗ - 1.01. Прибор реализован на полупроводниковых элементах и ряде унифицированных узлов, наряду с достаточно высокими техническими характеристиками прибор обладает рядом слабых мест. В качестве таймера использовано механическое реле времени с малым пределом временного интервала и недостаточной дискретностью устанавливаемой выдержки. 2. РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ По самостоятельности исполняемых функций прибор можно разделить на три основных блока: Электронный блок распылителя - основной блок прибора, непосредственно обеспечивает работу распылительной камеры. Источник питающих напряжений - вырабатывает ряд стабилизированных напряжений для электропитания всех узлов прибора. Таймер - служит для выключения прибора через заданный промежуток времени с подачей светового и звукового сигнала. В свою очередь блоки можно разбить на функциональные узлы. Электронный блок распылителя: Автогенератор - вырабатывает электрические колебания ультразвукового диапазона с номинальной частотой 3,0?0,1% МГц. Предварительный усилитель - увеличивает амплитуду электрических колебаний от автогенератора до уровня, необходимого для возбуждения выходного усилителя. Усилитель мощности - увеличивает мощность сигнала до уровня требуемой интенсивности ультразвуковых колебаний. Нагрузкой усилительного каскада является распылительная камера, подключенная к его выходу через согласующую цепь. Источник вторичного электропитания: Сетевой вход - сетевой разъём, блок предохранителей, сетевой выключатель. Силовой трансформатор - преобразует сетевое напряжение в ряд пониженных напряжений для вторичных цепей электропитания. Выпрямитель - преобразует напряжения переменного тока от вторичных обмоток трансформатора в напряжения постоянного тока для последующей стабилизации. Стабилизатор - поддерживает неизменность вторичных питающих напряжений постоянного тока в заданных пределах отклонения от номинала: 1,5В - для питания цепей накала индикаторов таймера, 9В - питание автогенератора, мультивибратора таймера и узла управления реле отключения прибора, 27В - питание предусилителя, усилителя мощности и микроконтроллера таймера. Таймер - включает в себя непосредственно часовой микроконтроллер, генератор звукового сигнала, схему управления реле отключения, цифровой десятичный индикатор установленной выдержки и процесса отсчёта времени, индикатор срабатывания реле отключения распылителя дублируемый звуковым сигнализатором на основе акустического пьезоизлучателя. Рис. 1. Функциональная схема. 3. РАЗРАБОТКА ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ 3.1. Электронный блок распылителя. 3.1.1. Автогенератор. Автогенератор служит для получения высокочастотных электрических колебаний ультразвукового диапазона с номинальной частотой 3 МГц. Он выполнен на двух элементах "И-НЕ" цифровой микросхемы DD3, резисторах R9, R10, конденсаторе С9. Частота автогенератора стабилизирована контуром С7, С8, L2, С10. 3.1.2. Предварительный усилитель. Предусилитель служит для возбуждения выходного усилителя. Он выполнен на транзисторе VT2 по схеме с общим эмиттером. Транзистор VT2 работает в ключевом режиме. Согласование высокоомной коллекторной цепи транзистора VT2 с низкоомной входной цепью выходного усилителя обеспечивает трансформатор ТV2, коэффициент трансформации которого Ктр = 4 : 1. 3.1.3. Усилитель мощности. Усиление сигнала по мощности до уровня, обеспечивающего требуемую интенсивность ультразвуковых колебаний, осуществляется в выходном усилителе, который собран на транзисторе VT2, который работает в режиме класса В по схеме с общим эмиттером. Резистор R17 создаёт отрицательную обратную связь по току, стабилизирующую работу транзистора VT3 при его нагреве, а также совместно с R14...R16 предотвращает самовозбуждение каскада. Дроссель L2 является коллекторной нагрузкой каскада. Амплитуда импульсов напряжения на коллекторе транзистора VT2 примерно равна удвоенному напряжению источника питания, что соответствует амплитуде напряжения основной гармоники сигнала (3,0 МГц) около 0,9Uпит., то есть около 25В. Элементы С10, С11, С12 и L3 образуют цепь согласования усилителя с комплексным (активно-ёмкостным) входным сопротивлением распылительной камеры. 3.2. Таймер. Таймер собран на микросхеме КР146ИК1901. Эта микросхема предназначена для управления устройствами (включением, выключением) в реальном масштабе времени. Одним из вариантов использования этой микросхемы является применение ее в качестве оперативного устройства в электронных часах с программируемым будильником и таймером. Задающий генератор имеется внутри микросхемы. Исходную частоту генератора, определяющую точность отсчёта времени, устанавливают (в случае необходимости) подборкой конденсаторов С1, С5 и подстроечным конденсатором С3 стабилизирующего контура. Выходы микросхемы РгР и РгМ (выводы 31...34) предназначены для расширения внутреннего регистра памяти. На выходах микросхемы J1,..., J7 (выводы 13...20) формируется код семисегментных цифр. Для индикации этих цифр применяются индикаторы HL1, HL2 типа ИВ-6 с динамическим управлением, т. е. в каждый момент времени высвечивается только одна цифра, но переключение с одной цифры на другую происходит с высокой частотой и кажется, что все цифры светятся одновременно. Для реализации динамического режима используются выходы микросхемы D1...D4 (выводы 44...47). Эти же выходы совместно со входами К1...К4 (выводы 39,...,42) используются для управления и переключения режимами работы. С выходов Y5 и Y6 (выводы 27, 28) снимаются сигналы срабатывания таймера. Так как пределы отсчета таймера ограничены минутами, то достаточно использования первого и второго разряда, что позволит выводить на индикаторы информацию о выдержке в пределах от 0 до 59 минут. Питание (минус 27 В) подается на 1 и 48 выводы микросхемы, общий (плюс 27В) на 24 вывод. Для реализации схемы звуковой сигнализации и управления реле отключения ингалятора применена микросхема К561ЛА9. На ней собраны мультивибратор и схема совпадения. Звуковой сигнал с мультивибратора подается на пьезокерамический звонок BQ1 через ключ на транзисторе VT2. Питание (минус 9 В) подается на вывод 7 микросхемы, общий - на 14 вывод. Управление таймером осуществляется посредством 2 кнопок (SB1, SB2) для управления и переключения режимами работы, которые обозначены соответственно "Мин.", "Уст.": "Мин." - установка времени отсчёта таймера в минутах; "Уст." - запуск/остановка таймера. После включения в сеть таймер приводится в исходное положение кратковременным нажатием на кнопку SB1 "Уст.", после чего удерживая кнопку SB2 можно выставить требуемое время отсчёта таймера, контролируя показания цифровых индикаторов HL1 и HL2, визуально отображающих время выдержки в двух разрядах десятичной системы от 0 до 59 минут. Таймер запускают вторым кратковременным нажатием на кнопку SB1 "Уст.", которое происходит синхронно от нажатия выключателя SA3 "Пуск", замыкающего цепь питания задающего генератора. С этого момента начинаются процедура и обратный отсчет заранее установленного времени с отображением процесса отсчёта на цифровых индикаторах HL1 и HL2 и c выдачей управляющего сигнала по его истечению с максимальной выдержкой 59 мин. По окончании отсчёта установленного времени срабатывания таймера на выходах Y5 и Y6 (выводы 27 и 28), соединенных вместе, появляется напряжение высокого уровня, которое запускает двутональный генератор, образованный взаимосвязанными генераторами на элементах 2И-НЕ микросхемы DD2. Транзистор VT1 усиливает сигнал генераторов, а излучатель НА1 преобразует его в звуковой сигнал. 3.3. Источник вторичного электропитания. Устройство питается от сети переменного тока напряжением 220В через трансформатор ТV1. Напряжение вторичной обмотки II трансформатора поступает на мостовой выпрямитель VD3 - VD7 и стабилизируется интегральным стабилизатором DA1 на фиксированном значении 27В. Обмотка III трансформатора нагружена мостовым выпрямителем VD8 - VD11, выходное напряжение которого стабилизируется интегральным стабилизатором DA2 на фиксированном значении 9В. Обмотка IV трансформатора, понижающая напряжение сети до 1,5В, предназначена для накала нити катода индикаторов HL1, HL2 и нагружена на двухполупериодный выпрямитель на диодах VD12, VD13. 4. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ РАСЧЁТЫ 4.1. Задающий и опорный генераторы. Генератор опорной частоты таймера интегрирован в составе микроконтроллера DD1, задающий генератор спроектирован по классической схеме на элементах цифровой логики, поэтому собственно расчёт требуется лишь для LC-контуров, обеспечивающих получение заданной частоты электрических колебаний. Благодаря высокому входному сопротивлению микросхем структуры КМОП добротность подключенного контура оказывается довольно высокой, позволяя получить стабильную частоту генерации в LC-генераторах, собранных по схеме ёмкостной трехточки. Ее определяют по параметрам элементов из выражения: . Причем отношение емкостей конденсаторов С1 и С2 для устойчивой генерации должно находиться в пределах 2...4. Нужно иметь в виду, что максимальная частота повторения импульсов, при которой еще устойчиво переключаются счетчики, зависит от напряжения питания и находится в пределах от 1,5 (при +5 В) до 5 (при +15 В) МГц. Для генератора опорной частоты таймера: С1 = (С3 + С5) = 18пФ; С2 = (С1) = 36пФ; f = 32768 Гц. Откуда L1 = (L1) = 1,667 мкГн. Для задающего генератора: С1 = (С8 + С9) = 4пФ; С2 = (С11) = 1пФ; f = 3 ? 106 Гц. Откуда L1 = (L2) = 0,024 мкГн. Конструктивно в схеме одно из плеч LC-генератора выполняется из параллельно соединённых конденсаторов - постоянной и переменной ёмкости, что позволяет выполнить точную настройку частоты генерации. 4.4. Источник вторичного электропитания. 4.4.1. Схемы стабилизации питающих напряжений. При токах нагрузки до 1А с целью максимального упрощения схемы при достаточности показателей стабильности выходного напряжения и надёжности в качестве стабилизаторов напряжений 9 и 27В целесообразно применить интегральные линейные стабилизаторы с фиксированным выходным постоянным напряжением КР142ЕН8А и КР142ЕН9В. Таблица 1 Основные технические характеристики микросхем Микросхема Uвх, В Uвых, В Iвых, А Uпд, В PРАС, Вт KU, %/А KI, %/А КСГ, дБ min max min max КР142ЕН8А 11,5 35 8,73 9,27 1,5 2,5 9 0,05 0,67 40 КР142ЕН9В 30 45 26,46 27,54 1,5 2,5 9 0,05 0,67 30 Uпд - минимальное падение напряжение на стабилизаторе; PРАС - рассеиваемая мощность при tкорп от -60 до +800С; КU - коэффициент нестабильности по напряжению, КU = [?Uвых/(Uвых ? ?Uвх)]?100[%/A]; KI - коэффициент нестабильности по току, KI = [?Uвых(Iвых=0...Iвых ном) / (Uвых ? Iвых. ном)]?100[%/В]; Ксг - коэффициент сглаживания пульсаций на частоте 1 кГц, Ксг = 20?lg(Uвх?/Uвых?) [дБ]. Интегральные стабилизаторы снабжены встроенными схемами защиты от перегрузки и короткого замыкания. Используем интегральные стабилизаторы по типовой схеме включения с входным и выходным фильтрующими ёмкостями. Так как токи потребления узлов прибора находятся в пределах обеспечиваемых микросхемами стабилизаторов характеристик, дополнительных схемотехнических решений не требуется. Входные напряжения назначаем конструктивно по ближайшему из значений номинального ряда напряжений вблизи нижней границы допустимого интервала, что имеет целью снизить потребную мощность выпрямителей и, как следствие, суммарную мощность силового трансформатора. Для источника 9В: Uвх = 15В. Для источника 27В: Uвх = 36В. 4.4.2. Расчёт выпрямительных схем. Источник напряжения 1,5В. Исходные данные: номинальное выпрямленное напряжение U0 = 1,5В; выходная мощность P0 = 30 мВт; номинальный ток нагрузки I0 = 0,02А; частота переменного тока в сети fc = 50Гц; относительные отклонения напряжения сети в сторону повышения ?max = 0,05. Рис. 2. Расчётная схема двухполупериодного выпрямителя (со средней точкой). Схема, изображённая на рис. 2 является схемой двухполупериодного выпрямителя (со средней точкой). Для схемы со средней точкой В = 1 и D = 2,15. По табл. 9.3 [8] определяем: Iпр. ср. = 0,5I0 = 0,01 (А); Iпр. = DI0 = 2,15 ? 0,01 = 0,022 (А); Uобр. = Uо max ? 1,41В = 1,575 ? 1,41 ? 1 = 2,221 (В), где Uо max - максимальное значение выпрямленного напряжения, вычисляемое по формуле: Uо max = Uо(1 + ?max) = 1,5? (1 + 0,05) = 1,575(В). По таблице 4.17 выбираем выпрямительный диод, удовлетворяющий следующим требованиям: Uобр. max > Uобр. = 2,221(В), Iпр. ср. max > Iпр. ср. = 0,01(А), 1,57 Iпр. ср. max > Iпр. = 0,022(А). Этим параметрам соответствует диод КД 521В, у которого Uобр max = 75В; Iпр. ср. max = 0,05А; 1,57 Iпр. ср. max = 0,08А. По табл. 3.75 [8] находим Uпр = 1В, тогда сопротивление вентиля в прямом направлении: rпр. = Uпр. / Iпр. ср. max = 1 / 0,08 = 12,5 (Ом). Определяем активное сопротивление обмоток трансформатора: , Для двухполупериодной схемы kr = 4,7 , частота питающего напряжения fc = 50Гц. По рис. 4.5 определяем, что мощности трансформатора 0,03Вт соответствует амплитуда магнитной индукции Bm = 1,05Тл. Для броневого сердечника ? = 1. Тогда: (Ом). Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора определяем по формуле: (Гн), где kL = 4,3 ? 10-3 и так как вторичная обмотка наматывается поверх первичной, то р = 2. Определяем активное сопротивление фазы выпрямителя. По таблице 4.16 находим: r = rпр + rтр = 12,5 + 43 ? 55,5(Ом). Тогда угол ?, характеризующий соотношение между индуктивным и активным сопротивлением фазы выпрямителя: ? = arctg [(2?fcLs)/r] = arctg [(2?3,1415?50?3,88?10-2)/55,5] ? 12,4(0). Далее находим основной расчётный коэффициент: , где m = 2 - число фаз выпрямителя. По найденному значению А = 1,16 и углу ? = 12,40 определяем вспомогательные коэффициенты В, D, F и H из рис. 9.3 и рис. 9.4 [8]: В = 1,5; D = 3,2; F = 11; H = 1050. Зная коэффициенты В, D и F, находим по табл. 9.3 [8] необходимые параметры трансформатора и вентиля: U2 = ВU0 = 1,5 ? 1,5 = 2,25(B); I2 = 0,5DI0 = 0,5 ? 3,2 ? 0,02 = 0,032(A); S2 = BDP0 = 1,5 ? 3,2 ? 0,03 = 0,144 (В?А); S1 = 0,707 BDP0 = 0,707 ? 1,5 ? 3,2 ? 0,03 = 0,1(В?А); Pгаб = 0,85BDP0 = 0,85 ? 1,5 ? 3,2 ? 0,03 = 0,12(В?А); Uобр. = 2,82 ВU0 = 2,82 ? 1,5 ? 1,5 = 6,345(В); Iпр. ср. = 0,5I0 = 0,5 ? 0,02 = 0,01(А); Iпр. = 0,5DI0 = 0,5 ? 3,2 ? 0,02 = 0,032(А); Iпр. m = 0,5FI0 = 0,5 ? 11 ? 0,02 = 0,11(А). по уточнённым значениям Uобр., Iпр. ср., Iпр. проверяем правильность выбора вентилей: Uобр. max = 75B > Uобр. = 6,345B; Iпр. ср. max = 0,05A > Iпр. ср. = 0,01A; 1,57 Iпр. ср. max = 0,08A > Iпр. = 0,032A. Напряжение холостого хода выпрямителя равно: (В). Наибольшее выпрямленное напряжение на выходе выпрямителя определяем при максимальном напряжении: Uoxx max = Uoxx(1+?) = 3,2?(1 + 0,05) ? 3,36 (В). Источник напряжения 9В. Исходные данные: номинальное выпрямленное напряжение U0 = 15В; выходная мощность P0 = 0,75 Вт; номинальный ток нагрузки I0 = 0,05А; частота переменного тока в сети fc = 50Гц; относительные отклонения напряжения сети в сторону повышения ?max = 0,05. Принимаем однофазную мостовую схему, наиболее характерную для источников питания данного типа. Находим сопротивление трансформатора rт: , где kr - коэффициент по типу выпрямителя, для мостовой схемы 3,5; S - число стержней трансформатора, несущих обмотки, S = 2; В - магнитная индукция в магнитопроводе, принимаем 1,5 Т. . Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, приведённую к фазе вторичной обмотки, определяем по приближённой формуле: , где kL - коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя, в данном случае 5?10-3; р - число чередующихся секций обмоток трансформатора, в данном случае р = 2. Гн . Так как выбрана стержневая модель трансформатора, характерная для мостовой схемы, то индуктивность рассеяния уменьшаем в 2 раза, т.е. Ls= 0,5?0,01 = 5?10-3. Вычисляем средний выпрямленный ток Iпр.ср. и обратное напряжение Uобр.max.: По справочным данным выбираем выпрямительную диодную сборку КЦ405А с параметрами: Iпр.max= 1А > 0,1 А; Uобр.max= 600 В > 18 В; Uпр.= 2,5 В. Внутреннее сопротивление диода: Тангенс угла ?, характеризующего соотношение между индуктивным и активным сопротивлениями фазы выпрямителя: откуда ? ? 2о. Основной расчётный коэффициент: . По найденному значению А = 0,08 и углу ? = 20 определяем вспомогательные коэффициенты В, D, F и H из рис. 9.3 и рис. 9.4 [8]: В = 0,88; D = 1,95; F = 4,8; H = 180. Зная коэффициенты В, D и F, находим по табл. 9.3 [8] необходимые параметры трансформатора и вентиля: U2 = ВU0 = 0,88 ? 15 = 13,2B; S2 = BDP0 = 0,88 ? 1,95 ? 0,75 = 1,3 В?А; S1 = 0,707 BDP0 = 0,707 ? 0,88 ? 1,95 ? 0,75 = 0,9В?А; Pгаб = 0,85BDP0 = 0,85 ? 1,95 ? 0,88 ? 0,75 = 1,1 В?А; ; Iпр. ср. = 0,5I0 = 0,5 ? 0,05 = 0,025А; Iпр. = 0,5DI0 = 0,5 ? 1,95 ? 0,05 = 0,05А; Iпр. m = 0,5FI0 = 0,5 ? 4,8 ? 0,05 = 0,12А. По уточнённым значениям Uобр., Iпр. ср., Iпр. проверяем правильность выбора вентилей: Uобр. max = 600B > Uобр. = 13,2B; Iпр. ср. max = 1A > Iпр. ср. = 0,025A; 1,57 Iпр. ср. max = 1,57A > Iпр. = 0,05A. Выбранный диод удовлетворяет всем требованиям. Напряжение холостого хода выпрямителя равно: В. Наибольшее выпрямленное напряжение на выходе выпрямителя определяем при максимальном напряжении: Uoxx max = Uoxx(1+?) = 19?(1 + 0,05) ? 20 В. Источник напряжения 27В. Исходные данные: номинальное выпрямленное напряжение U0 = 36В; выходная мощность P0 = 7 Вт; номинальный ток нагрузки I0 = 0,2А; частота переменного тока в сети fc = 50Гц; относительные отклонения напряжения сети в сторону повышения ?max = 0,05. Принимаем однофазную мостовую схему, наиболее характерную для источников питания данного типа. Находим сопротивление трансформатора rт: , где kr - коэффициент по типу выпрямителя, для мостовой схемы 3,5; S - число стержней трансформатора, несущих обмотки, S = 2; В - магнитная индукция в магнитопроводе, принимаем 1,5 Т. . Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, приведённую к фазе вторичной обмотки, определяем по приближённой формуле: , где kL - коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя, в данном случае 5?10-3; р - число чередующихся секций обмоток трансформатора, в данном случае р = 2. Гн . Так как выбрана стержневая модель трансформатора, характерная для мостовой схемы, то индуктивность рассеяния уменьшаем в 2 раза, т.е. Ls= 0,5?0,011 = 5,5?10-3. Вычисляем средний выпрямленный ток Iпр.ср. и обратное напряжение Uобр.max.: По справочным данным выбираем выпрямительную диодную сборку КЦ405А с параметрами: Iпр.max= 1А > 0,1 А; Uобр.max= 600 В > 18 В; Uпр.= 2,5 В. Внутреннее сопротивление диода: Тангенс угла ?, характеризующего соотношение между индуктивным и активным сопротивлениями фазы выпрямителя: откуда ? ? 4о. Основной расчётный коэффициент: . По найденному значению А = 0,073 и углу ? = 40 определяем вспомогательные коэффициенты В, D, F и H из рис. 9.3 и рис. 9.4 [8]: В = 0,86; D = 1,9; F = 4,6; H = 170. Зная коэффициенты В, D и F, находим по табл. 9.3 [8] необходимые параметры трансформатора и вентиля: U2 = ВU0 = 0,86 ? 36 = 31B; S2 = BDP0 = 0,86 ? 1,9 ? 7 = 11,5 В?А; S1 = 0,707 BDP0 = 0,707 ? 0,86 ? 1,9 ? 7 = 8В?А; Pгаб = 0,85BDP0 = 0,85 ? 1,9 ? 0,86 ? 7 = 9,72В?А; ; Iпр. ср. = 0,5I0 = 0,5 ? 0,2 = 0,1А; Iпр. = 0,5DI0 = 0,5 ? 1,9 ? 0,2 = 0,19А; Iпр. m = 0,5FI0 = 0,5 ? 4,6 ? 0,2 = 0,46А. По уточнённым значениям Uобр., Iпр. ср., Iпр. проверяем правильность выбора вентилей: Uобр. max = 600B > Uобр. = 44B; Iпр. ср. max = 1A > Iпр. ср. = 0,1A; 1,57 Iпр. ср. max = 1,57A > Iпр. = 0,19A. Выбранный диод удовлетворяет всем требованиям. Напряжение холостого хода выпрямителя равно: В. Наибольшее выпрямленное напряжение на выходе выпрямителя определяем при максимальном напряжении: Uoxx max = Uoxx(1+?) = 44?(1 + 0,05) ? 46,2 В. 4.4.3. Расчёт силового трансформатора. Исходные данные: 1) напряжение сети: U1 = 220В; 2) частота тока питающей сети fс = 50 Гц; 3) напряжение вторичных обмоток: U2 = 31В; U3 = 13,2В; U4 = 1,5В; 4) мощности вторичных обмоток: S2=7B?A; S3=0,75B?A; S4=0,03B?A. 5) критерий оптимальности: минимальная стоимость. Определяем суммарную мощность вторичных обмоток для трансформатора Sтр = S2 + S3 = 7 + 0,75 + 0,03 = 7,78B?A. Принимаем конфигурацию магнитопровода - броневая; Находим: - амплитуда магнитной индукции Bm = 1,25Тл; - КПД трансформатора ? = 0,71; - плотность тока в обмотках j = 4А/мм2. Задаем: - коэффициент заполнения медью окна сердечника km = 0,22; - коэффициент заполнения сталью сечения сердечника kc = 0,93. Находим основной расчётный параметр силового трансформатора - произведение Qc?Qo: (см4). Учитывая, что Qc?Qo = 1,36 см4, по табл. 3.42 [13] выбираем: - магнитопровод ШЛМ 16?32; - размеры: а = 8мм; d = 32мм, D = 9мм, b = 26мм; - активная площадь сечения среднего стержня Qса = 5,12см2; - средняя длина магнитной силовой линии lср = 9,5см; - сечение стали ? сечение окна Qc?Qo = 11,981см4; - активный объём магнитопровода Vст = 3,51см3; - масса магнитопровода Gст = 27,1г; - ориентировочная мощность трансформатора - 13,6В?А. Определяем потери в стали: - находим удельные потери ? = 22Вт/кг; - потери в стали Pст = ? ? Gст = 22 ? 0,0271 = 0,596 (Вт). Находим ток холостого хода. Для этого определяем: а) активную составляющую тока холостого хода, потребляемого трансформатором на покрытие потерь в стали и выраженного в процентах от номинального тока: ; б) реактивную составляющую тока холостого хода, выраженную в процентах от номинального тока: ; в) тогда ток холостого хода, выраженный в процентах от номинального: . Определяем значение тока первичной обмотки: А, где коэффициент мощности cos ?1 ? 0,9. Абсолютное значение тока холостого хода равно Iхол = (iкол / 100) I1 = (18,17/100)?0,055 = 0,01 А, то есть ток Iхол составляет 18,2% от номинального, поэтому магнитную индукцию изменять не следует. Находим токи в обмотках трансформатора: А; А; А. Поперечные сечения проводов обмоток определяем по формулам: q1 = I1 / j = 0,055/4 ? 0,014мм2; q2 = I2 / j = 0,023/4 ? 0,006мм2; q3 = I3 / j = 0,057/4 ? 0,014мм2; q4 = I4 / j = 0,02/4 ? 0,005мм2 По таблице 3.52 [13] определяем стандартные сечения проводов, ближайшие к рассчитанным значениям: q1 = 0,0153938мм2; q2 = 0,0063617мм2; q3 = 0,015938мм2; q4 = 0,0050265мм2. Далее из таблицы 3.52 выписываем: для обмоток 1 и 3: - марка провода ПЭЛ; - номинальный диаметр провода по меди d1 = = d3 = 0,14мм; - масса одного метра медного провода g1 = g3 = 0,141г; - максимальный наружный диаметр d1 = d3 = 0,16мм; для обмотки 2: - марка провода ПЭЛ; - номинальный диаметр провода по меди d2 = 0,09мм; - масса одного метра медного провода g2 = 0,0584г; - максимальный наружный диаметр d2 = 0,105мм; для обмотки 4: - марка провода ПЭЛ; - номинальный диаметр провода по меди d2 = 0,08мм; - масса одного метра медного провода g2 = 0,0464г; - максимальный наружный диаметр d2 = 0,095мм. Действительная плотность тока в обмотках составляет: j1 = j3 = I1 / q1 = I3 / q3 = 0,055/0,015 ? 3,66(А/мм2); j2 = I2 / q2 = 0,023/0,0063 ? 3,65(А/мм2); j4 = I4 / q4 = 0,02/0,005 ? 4(А/мм2); Средняя плотность тока для трансформатора: (А/мм2). Находим амплитуду магнитного потока в магнитопроводе трансформатора Ф = BmQса ? 10-4 = 1,25?5,12?10-4 = 6,75?10-4 (Вб). Определяем ориентировочные значения процентного падения напряжения на первичной ?u1 и вторичных ?u2 и ?u3 обмотках в зависимости от мощности трансформатора: ?u1 = 4%; ?u2 = ?u3 = ?u4 = 6%. Поэтому ЭДС обмоток можно вычислить по формуле: В; В; В; В. Число витков в каждой обмотке определяем по формуле: (витков), (витков), (витка), (витков). Число слоев в обмотках: n1 = 1,2d1W1 / h = (1,2 ? 0,16 ? 1408) / 24 = 12; n2 = 1,2d2W2 / h = (1,2 ? 0,105 ? 195) / 24 = 1; n3 = 1,2d3W3 / h = (1,2 ? 0,16 ? 83) / 24 = 1; n4 = 1,2d4W4 / h = (1,2 ? 0,095 ? 10) / 24 = 1. Толщина обмоток: ?о = 12 ? 0,16 + 1 ? 0,105 + 1 ? 0,16 + 1 ? 0,095 = 2,28 мм. Между обмотками и в качестве внешней изоляции укладывается изоляционная прокладка из лакоткани ЛСШ толщиной 0,06 мм в два слоя, то есть толщина каждого изоляционного слоя составляет ? = 0,12 мм. Определяем радиальный размер всех обмоток с учётом межслоевой и межобмоточной изоляции: ?р =?0 + 4? = 2,28 + 4 ? 0,12 = 2,76 (мм). Величина свободного промежутка между поверхностями последних обмоток: ?с =d - 2?р = 9 - 2?2,76 = 3,48(мм). Типоразмер магнитопровода выбран правильно. Средняя длина витка L = 0,036 м. Находим массу меди каждой обмотки: Gм1 = W1Lg110-3 = 1408 ? 0,036 ? 0,141? 10-3 = 0,007(кГ); Gм2 = W2Lg2 10-3 = 195 ? 0,036 ? 0,0584 ? 10-3 = 0,0004(кГ); Gм3 = W3Lg3 10-3 = 83 ? 0,036 ? 0,141 ? 10-3 = 0,0004(кГ); Gм4 = W4Lg4 10-3 = 10 ? 0,036 ? 0,0464 ?10-3 ?= 0,00002(кГ). Масса меди всех обмоток: Gм = Gм1 + Gм2 + Gм3 = 0,007 + 0,0004 + 0,0004 + 0,00002 = 0,008(кГ). Потери в меди каждой обмотки при температуре провода 100?1050С составляют: Pм1 = 2,7j12Gм1 = 2,7 ? 3,66 ? 0,007 ? 0,07(Вт); Pм2 = 2,7j22Gм2 = 2,7 ? 3,65 ? 0,0004 ? 0,004(Вт); Pм3 = 2,7j32Gм3 = 2,7 ? 3,66 ? 0,0004 ? 0,004(Вт); Pм3 = 2,7j32Gм3 = 2,7 ? 4 ? 0,00002 ? 0,0002(Вт). Суммарные потери в меди всех обмоток: Pмо = Pм1 + Pм2 + Pм3 = 0,07 + 0,004 + 0,004 + 0,0002 = 0,0782(Вт). Определяем коэффициент полезного действия трансформатора: . 5. КОНСТРУКТИВНОЕ ОФОРМЛЕНИЕ Основанием для разработки конструкции прибора является схема электрическая принципиальная с перечнем элементов и ТЗ на конструирование Рационально составленная принципиальная схема прибора облегчает конструкторскую работу по составлению компоновочного макета прибора, способствует размещению элементов без лишних связей, с наименьшей длиной соединительных проводников. Для этого в принципиальной схеме выделяются основные функциональные узлы, силовые цепи, через которые протекают полные токи нагрузки, слаботочные цепи управления, вспомогательные цепи контроля и защиты. Рациональность такого разделения электрической принципиальной схемы диктуется тем, что конструкция каждой функциональной части имеет свои особенности. Силовая часть конструируется с учетом размещения мощных полупроводниковых приборов и силовых интегральных микросхем на теплоотводах габаритные размеры, которых должны быть рассчитаны на обеспечение заданного перегрева элементов при максимальной рабочей температуре. Схемы управления, как правило, размещаются на печатных платах с минимальной длиной проводов, чтобы устранить паразитные связи и возможную генерацию, которая может возникнуть в замкнутой цепи регулирования. Силовые полупроводниковые приборы могут иметь индивидуальные радиаторы или размещаться на общем теплоотводе. В последнем случае каждый из них, как правило, должен быть электрически изолирован от общего радиатора. Тепловые режимы элементов проверяют расчетным путем по разработанной конструкторской документации или опытным путём после изготовления и испытания конструктивного образца, т. е. на поздней стадии разработки. Поэтому, если на ранней стадии конструирования источников питания при выборе теплоотводов и способа охлаждения будут допущены грубые ошибки, это приведет к переработке конструкции всего прибора, увеличению сроков разработки и изготовления аппаратуры. Конструкция прибора должна обладать определенной преемственностью за счет целесообразного использования готовых или ранее разработанных узлов и деталей, это дает существенный экономический эффект. Технологичность конструкции - основное требование производства. Разрабатываемый блок или модуль питания будет технологичным, если он полностью удовлетворяет техническим и эксплуатационным требованиям и может быть изготовлен наиболее экономичными технологическими процессами, освоенными на предприятии Конструкция приборов должна также быть ремонтопригодной, удовлетворять требованиям простоты и безопасности обслуживания. Конструкция силового модуля должна обладать: кратчайшим расстоянием от источника тепла до его стока (l должно быть минимальным); максимальной площадью окружающей поверхности (S должно быть максимальным); материал теплоотвода должен обладать максимальной теплопроводностью (? должно быть максимальным). Наиболее полно этим требованиям отвечает конструкция изделия, которая обладает: максимальной площадью поверхности при одновременном уменьшении ее объема; применением активных элементов с малым тепловым сопротивлением, т.е. необходимо применить бескорпусные элементы; применением конструкции малокорпусных или бескорпусных пассивных элементов (трансформаторы, дроссели); применением алюминия, меди, окиси бериллия, керамики 22ХС и им подобных материалов. Кроме того, такие конструкции обладают минимальной материалоемкостью, максимальной простотой монтажа, улучшенными электрическими параметрами. Материалы, используемые в качестве оснований для печатных плат (ПП), должны обладать совокупностью определенных свойств. К их числу относятся высокие электроизоляционные свойства, достаточная механическая прочность и др. Все эти свойства должны быть стабильными при воздействии агрессивных сред и изменяющихся условий. Кроме того, материал платы должен обладать хорошей сцепляемостью с токопроводящим покрытием, минимальным короблением в процессе производства и эксплуатации. Если платы изготавливаются из листового материала, то последний должен допускать возможность обработки резанием и штамповкой. В качестве материала ПП используем листовой фольгированный материал - стеклотекстолит фольгированный марки СФ 2-50-2,0 ГОСТ 10316-70. Выбор данного материала объясняется назначением и условиями работы устройства. Печатные платы из стеклотекстолита имеют лучшую устойчивость к механическим, вибрационным, климатическим воздействиям по сравнению с платами из гетинакса. Физико-механические и электрические свойства сведены в таблицу 2. Таблица 2 Физико-механические свойства стеклотекстолита Показатели СФ-2 1. Плотность с фольгой, г/см 1,9-2,9 2. Предел прочности на растяжение, кг/см 2000 3. Удельное поверхностное электрическое сопротивление, Ом 1010 4. Тангенс угла диэлектрических потерь при частоте 106Гц 0,07 5. Диэлектрическая проницаемость 6 Размеры плат не рекомендуется брать более 240х360 мм при обычных и 120х180 мм при малогабаритных деталях. Это связано с тем, что при больших габаритных размерах ПП увеличивается длина печатного проводника, чем снижается его прочность, снижается сила сцепления печатного проводника с изоляционным материалом, что требуется затем дополнительное сцепление путем предусмотрения дополнительных контактных площадок и отверстий. Из-за этого увеличиваются паразитные связи, что неблагоприятно сказывается на параметры устройства (помехи, пульсации, паразитные связи, наводки и т.д.). Одновременно снижается механическая жесткость печатной платы. Для устранения этого эффекта целесообразны квадратная и прямоугольная форма (рекомендуемое соотношение сторон по ОСТ4 ГО.070.011 - 1:1; 1:2; 2:3; 2:5). Платы всех размеров рекомендуется выполнять с плотностью монтажа, соответствующей классу А. К этому классу относятся платы, у которых ширина проводников и расстояние между ними в узких местах находятся в пределах 0,5-0,6 мм. Принимаем площадь всех элементов 84 см2, а коэффициенты плотности монтажа равным 0,7, получаем максимальную площадь печатной платы равной 120 см2. Исходя из особенностей конструкции блока, а именно: ограничение размеров в целях достижения наименьших габаритов модуля, печатная плата модуля имеет размеры 140 ? 86 мм. Зная габариты платы, можно перейти к компоновке элементов на ПП с учетом необходимых зазоров между элементами и рационального их размещения, для снижения паразитных связей и наводок. Выбираем шаг координатной сетки 2,5 мм согласно ГОСТ 20317-62 и отраслевого стандарта ОСТ 4.ГО.070.011. Центры монтажных и переходных отверстий расположены в узлах координатной сетки. На печатной плате целесообразно разместить все элементы стабилизированного источника питания, кроме транзистора VT3, так как последний в процессе работы может рассеивать значительную мощность и требует установки на радиаторе. Транзистор должен нормально работать при температуре окружающей среды 45оС. Допустимая температура его коллекторного перехода не должна превышать 70оС. То есть перегрев не должен превышать ?t = 25 оС. Соединение VT3 с печатной платой осуществляется подпайкой проводов в соответствующие точки печатной платы, которые должны быть отмаркированы вспомогательными подписями. Соединение печатной платы источника тока с внешними цепями (Uвх, нагрузка, напряжение питания ОУ, корпус) - также неразъемное - с помощью подпаиваемых проводов. Микросхемы интегральных стабилизаторов при монтаже на печатной плате необходимо снабдить стандартными радиаторами для отвода тепла. Применение интегральных микросхем делает целесообразным выполнить монтаж на двусторонней печатной плате с металлизацией отверстий. Перечень используемых радиоэлементов приведён в таблице 3. Таблица 3 Спецификация на комплект радиоэлементов прибора Обозначение Наименование Кол-во Допустимая замена Резисторы МЛТ ОЖО.467.180ТУ R1 МЛТ-0,125-3,3кОм?5% 1 R2 МЛТ-0,125-1МОм?5% 1 R3 МЛТ-0,125-100кОм?5% 1 R4 МЛТ-0,125-47кОм?5% 1 R5 МЛТ-0,125-39кОм?5% 1 R6 МЛТ-0,125-10кОм?5% 1 R7 МЛТ-0,125-9,1кОм?5% 1 R8 МЛТ-0,125-100кОм?5% 1 R9 МЛТ-0,125-100кОм?5% 1 R10 МЛТ-0,125-100кОм?5% 1 R11 МЛТ-0,125-3,3кОм?5% 1 R12 МЛТ-0,125-300Ом?5% 1 R13 МЛТ-0,25-47Ом?5% 1 27; 47; 75 R14 МЛТ-0,25-56Ом?5% 1 R15 МЛТ-0,25-68Ом?5% 1 R16 МЛТ-0,5-2,2Ом?5% 1 22; 10; 2,2 R17 МЛТ-2-1Ом?5% 1 R18 МЛТ-0,25-1кОм?5% 1 R19 МЛТ-0,5-1,5кОм?5% 1 Конденсаторы К10-7В ОЖО.460.208 ТУ Конденсаторы К50-35 ОЖО.464.214 ТУ Конденсаторы К50-24 ОЖО.464.137 ТУ Конденсаторы КД-2 ОЖО.460.203 ТУ Конденсаторы КТ4-21 ОЖО.460.205 ТУ С1 КД-2-Н20-36Пф?10% 1 С2, С4, С7 К10-7В-Н90-0,01мкФ 2 С3 КТ4-21-М470-1...5Пф 1 С5 КД-2-Н20-15Пф?10% 1 С6 К50-35-50В-20мкФ 1 С8 КД-2-Н20-2Пф?10% 1 С9 КТ4-21-М470-1...5Пф 1 С10 К10-7В-Н30-2200пФ?20% 1 С11 КД-2-Н20-1Пф?10% 1 С12 К10-7В-М750-270пФ?10% 1 0; 270 С13, С14 К10-7В-Н90-0,033мкФ 2 С15 К10-7В-Н90-0,068мкФ 1 С16 КД-2-Н20-470Пф?10% 1 С17 К10-7В-М1500-100пФ?10% 1 С18, С19 К50-24-63В-470мкФ-В 2 С20, С21 К50-24-63В-1000мкФ-В 2 С22, С23 К10-7В-Н90-0,047мкФ 1 С24 К10-7В-Н90-0,022мкФ 1 Транзисторы ШБ3.365.037ТУ VT1, VT4 Транзистор КТ361 Г 2 КТ361Е VT2 Транзистор КТ602БМ 1 VT3 Транзистор КТ818БМ 1 Диоды оАО.336.800ТУ VD1, VD2 Диод КД521А 4 2Д522Б VD3-VD7, VD8-VD11 Прибор выпрямительный КЦ405А 2 VD12, VD13 Диод КД521В 2 VD15 Светодиод АЛ102Б 1 Микросхемы 6КО.348.006ТУ DD1 КР145ИК1901 1 DD2 К561ЛА9 1 DD3 К561ЛА7 1 DA1 К142ЕН9В 1 DA2 К142ЕН8А 1 Пьезоэлементы ОДО.338.018.ТУ BQ1 Звонок пьезокерамическнй ЗП-3 1 BQ2 Резонатор РК170ББ-14ВС-3000К 1 Дроссели высокочастотные ДПМ ПЕО.477.006ТУ L3 ДПМ - 2,4 - 4 ?5% 1 L4 ДПМ - 3 - 10 ?5% 1 L5 Катушка индуктивности тА5.764.057 1 К1 Электромагнитное реле РЭС10 1 TV1 Трансформатор силовой 1 TV2 Трансформатор импульсный МИТ-10В АГО.472.302ТУ 1 ЗАКЛЮЧЕНИЕ Запроектированный прибор соответствует всем основным требованиям технического задания, обеспечивает стабильную работу при заданных характеристиках питающей сети, допускает указанные пределы регулирования и сервисные функции. Соблюдены требования температурной стабильности, пульсации нагрузки, обеспечения нормальной работы в указанных пределах изменения температуры окружающей среды, времени наработки на отказ. Полученные расчётом коэффициенты стабилизации и температурной стабильности удовлетворяют требованиям технического задания. КПД запроектированного источника вторичного электропитания (0,9) несколько превосходит типовые значения для данного класса. Силовой трансформатор обеспечивает гальваническую развязку вторичных цепей питания от сети. Электрическая защита обеспечивается плавкими предохранителями. Схема технологична, не использует редких и дорогих элементов, включает в себя унифицированные компоненты. Данный модуль рекомендуется размещать в одном корпусе с нагрузкой, предусматривая конструктивную защиту от электрических помех. ЛИТЕРАТУРА Аксёнов А.И., Нефёдов А.В., Юшин А.М. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры: Справочник. - М.: Радио и связь, 1992. Аналоговые интегральные микросхемы. Справочник. -М.: Радио и связь, 1981. Борисов В.Г., Партин А.С. Практикум радиолюбителя по цифровой технике. - М.: Патриот, МП"Символ-Р", 1991 - 144с. Иванов П., Семушин С. Источники стабильного тока и их применение в радиоаппаратуре. -М.: ДОСААФ, 1989. Интегральные микросхемы: Каталог. Часть II / Круглов В.Д., Акимов И.И., Задунайская Т.Б. и др. - М.: МП"Наследие", 1991 - 149с. Конев Ю.И. Источники вторичного электропитания. Справочник, 1983. Крауз А. и др. Проектирование стабилизированного источника электропитания радиоэлектронной аппаратуры. Манаев Е. И. Основы радиоэлектроники. -М.: Радио и связь, 1990. Найвельт Г.С. Источники электропитания РЭА. Справочник, 1985. Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник. Под общей ред. Н. Н. Горюнова. -М.: Энергоатомиздат, 1986. Резисторы. Справочник. Под ред. И. И, Четвертанова и В. М. Терехова. -М.: Радио и связь, 1991. Сидоров И.Н. Малогабаритные трансформаторы и дроссели. Справочник, 1985. Справочная книга радиоконструктора: В 2-х книгах. / Р.Г. Варламов, В.Я. Замятин, Л.М. Капчинский и др.; Под. ред. Н.И. Чистякова. - 2-е изд., исправ. и доп. - М.: Радио и связь, 1993. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. -М.: Мир, 1983, т. 1. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. -М.: Сов. радио, 1979. Экспериментальная электроника. Вып.1 / Балахничев И.Н., Ровдо А.А., Дрик А.В. - Мн.: ОМО "Наш город", 1999 - 128 с. 1 2 Работа на этой странице представлена для Вашего ознакомления в текстовом (сокращенном) виде. Для того, чтобы получить полностью оформленную работу в формате Word, со всеми сносками, таблицами, рисунками, графиками, приложениями и т.д., достаточно просто её СКАЧАТЬ.  |
|
Банк готовых работ
Форма заказа
Скачать работу
экономические  Copyright © refbank.ru 2005-2024
Все права на представленные на сайте материалы принадлежат refbank.ru. Перепечатка, копирование материалов без разрешения администрации сайта запрещено. |
|